Vous apprendre 6 compétences de conception d'alimentation
01 Amplificateur magnétique en ferrite dans l'alimentation Flyback
Pour une alimentation flyback à double sortie avec une puissance réelle sur les deux sorties (5V 2A et 12V 3A, toutes deux régulées de ± 5%), lorsque la tension atteint 12V, elle passe à un état de charge nulle et ne peut pas s'ajuster dans la limite de 5%. Un régulateur linéaire est une solution viable, mais pas encore idéale en raison de son coût élevé et de sa perte d'efficacité.
Notre solution suggérée est d'utiliser un amplificateur magnétique sur la sortie 12V, même une topologie flyback peut être utilisée. Pour réduire les coûts, il est recommandé d'utiliser un amplificateur magnétique en ferrite. Cependant, le circuit de commande de l'amplificateur magnétique à ferrite est différent de celui du matériau de la boucle d'hystérésis rectangulaire traditionnelle (matériau à haute perméabilité magnétique). Le circuit de commande de la ferrite (D1 et Q1) absorbe le courant pour maintenir l'alimentation à la sortie. Ce circuit a été soigneusement testé. Les enroulements du transformateur sont conçus pour une sortie 5V et 13V. Le circuit peut même atteindre une puissance d'entrée inférieure à-1W (charge nulle de 5 V 300 mW et 12 V) tout en assurant une régulation de ± 5 % de la sortie 12 V.
02 Utilisez le circuit existant du pied de biche pour fournir une protection contre les surintensités
Considérez les alimentations flyback 5V 2A et 12V 3A. L'une des principales caractéristiques de cette alimentation est la protection contre les surtensions (OPP) sur la sortie 5V lorsque la sortie 12V atteint une charge nulle ou une charge très légère. Les deux sorties présentent une exigence de régulation de tension de ± 5 %.
Pour les solutions courantes, l'utilisation de résistances de détection dégrade les performances de régulation croisée et les fusibles sont coûteux. Cependant, des circuits crowbar pour la protection contre les surtensions (OVP) sont désormais disponibles. Ce circuit est capable de répondre à la fois aux exigences d'OPP et de régulation de tension, ce qui peut être réalisé en utilisant un circuit à arc partiel.
R1 et VR1 forment une précharge active sur la sortie 12V, ce qui permet une régulation 12V lorsque la sortie 12V est légèrement chargée. Lorsque la sortie 5V est en condition de surcharge, la tension sur la sortie 5V chute. Les charges fictives consomment beaucoup de courant. Une chute de tension aux bornes de R1 peut être utilisée pour détecter ce courant important. Q1 s'allume et déclenche le circuit OPP.
03 Régulateur shunt actif et précharge
Flyback est actuellement la topologie la plus populaire dans le domaine des produits d'alimentation à découpage de la tension secteur AC à la basse tension DC. L'une des principales raisons à cela est la rentabilité unique de fournir plusieurs tensions de sortie en ajoutant simplement des enroulements supplémentaires au secondaire du transformateur.
En règle générale, la rétroaction provient de la sortie avec les exigences de tolérance de sortie les plus strictes. Cette sortie définit alors les tours par volt pour tous les autres enroulements secondaires. En raison des effets d'inductance de fuite, les sorties ne peuvent pas toujours atteindre la régulation croisée de tension de sortie souhaitée, en particulier si une sortie donnée peut être déchargée ou très légèrement chargée car les autres sorties sont complètement chargées.
Un post-régulateur ou une charge fictive peut être utilisé pour empêcher la tension à la sortie de monter dans de telles conditions. Cependant, en raison de l'augmentation du coût et de l'efficacité réduite des post-régulateurs ou des charges fictives, ils n'ont pas été suffisamment attractifs, en particulier ces dernières années pour la consommation d'énergie d'entrée à vide et/ou en veille dans de nombreuses applications grand public. Sous la condition d'exigences réglementaires de plus en plus strictes, cette conception a commencé à être négligée. Le régulateur shunt actif illustré à la figure 3 résout non seulement le problème de régulation de tension, mais minimise également l'impact sur le coût et l'efficacité.
Le circuit fonctionne comme suit : Lorsque les deux sorties sont en régulation, le diviseur de résistance R14 et R13 polarise le transistor Q5, qui maintient Q4 et Q1 éteints. Dans ces conditions de fonctionnement, le courant traversant Q5 agit comme une petite précharge sur la sortie 5V.
La différence standard entre la sortie 5V et la sortie 3,3V est de 1,7V. Lorsque la charge nécessite un courant supplémentaire de la sortie 3,3 V sans augmentation égale du courant de charge de la sortie 5 V, la tension de sortie augmentera par rapport à la sortie 3,3 V. Avec une différence de tension supérieure à environ 100 mV, Q5 sera polarisé, activant Q4 et Q1 et permettant au courant de circuler de la sortie 5V à la sortie 3,3V. Ce courant fera chuter la tension à la sortie 5V, réduisant la différence de tension entre les deux sorties.
La quantité de courant dans Q1 est déterminée par la différence de tension aux deux sorties. Par conséquent, le circuit peut maintenir les deux sorties régulées quelle que soit leur charge, même dans le pire des cas où la sortie 3,3 V est complètement chargée et la sortie 5 V est déchargée. Q5 et Q4 dans la conception fournissent une compensation de température puisque les changements de température VBE dans chaque transistor s'annulent. Les diodes D8 et D9 ne sont pas nécessaires mais peuvent être utilisées pour réduire la dissipation de puissance dans Q1, éliminant ainsi la nécessité d'ajouter un dissipateur thermique à la conception.
Le circuit ne répond qu'à la différence relative entre les deux tensions et est largement inactif dans des conditions de pleine charge et de faible charge. Étant donné que le régulateur shunt est connecté de la sortie 5 V à la sortie 3,3 V, le circuit peut réduire la dissipation active de 66 % par rapport à un régulateur shunt mis à la terre. Le résultat est un rendement élevé à pleine charge et une faible consommation d'énergie, de la charge légère à l'absence de charge.
04 Alimentation à découpage d'entrée haute tension utilisant StackFET
Les équipements industriels fonctionnant sur courant alternatif triphasé nécessitent souvent un étage d'alimentation auxiliaire capable de fournir un courant continu basse tension régulé pour les circuits analogiques et numériques. Des exemples de telles applications incluent les variateurs industriels, les systèmes UPS et les compteurs d'énergie.
Les spécifications de ce type d'alimentation sont beaucoup plus strictes que celles requises pour les commutateurs standard du commerce. Non seulement les tensions d'entrée sont plus élevées dans ces applications, mais les équipements conçus pour les applications triphasées dans les environnements industriels doivent également tolérer des fluctuations très importantes, notamment des temps de creux prolongés, des surtensions et la perte occasionnelle d'une ou plusieurs phases. De plus, la plage de tension d'entrée spécifiée pour ces alimentations auxiliaires peut aller de 57 VCA à 580 VCA.
La conception d'une telle alimentation à découpage à large plage peut être un défi, principalement en raison du coût élevé des MOSFET haute tension et de la limitation de la plage dynamique des boucles de contrôle PWM traditionnelles. La technologie StackFET permet la combinaison de MOSFET basse tension de 600 V peu coûteux et de contrôleurs d'alimentation intégrés de Power Integrations, permettant une conception simple et peu coûteuse d'alimentations à découpage capables de fonctionner sur une large plage de tension d'entrée.
Le circuit fonctionne de la manière suivante : Le courant à l'entrée du circuit peut provenir d'un système triphasé à trois ou quatre fils, voire d'un système monophasé. Le redresseur triphasé est constitué de diodes D1-D8. Les résistances R1-R4 fournissent une limitation du courant d'appel. Si des résistances fusibles sont utilisées, ces résistances peuvent être déconnectées en toute sécurité pendant un défaut sans avoir besoin d'un fusible séparé. Le filtre pi se compose de C5, C6, C7, C8 et L1 pour filtrer la tension continue redressée.
Les résistances R13 et R15 sont utilisées pour équilibrer la tension entre les condensateurs du filtre d'entrée. Lorsque le MOSFET à l'intérieur du commutateur intégré (U1) s'allume, la source de Q1 sera tirée vers le bas, R6, R7 et R8 fourniront un courant de grille et la capacité de jonction de VR1 à VR3 allumera Q1. La diode Zener VR4 est utilisée pour limiter la tension grille-source appliquée à Q1. Lorsque le MOSFET dans U1 est désactivé, la tension de drain maximale de U1 est bloquée par un réseau de blocage de 450 V composé de VR1, VR2 et VR3. Cela limite la tension de drain de U1 à environ 450 V.
Toute tension supplémentaire à l'extrémité de l'enroulement connecté à Q1 sera appliquée à Q1. Cette conception distribue efficacement la tension continue d'entrée redressée totale et la tension de retour entre Q1 et U1. La résistance R9 est utilisée pour limiter les oscillations à haute fréquence lors de la commutation, et le réseau de serrage VR5, D9 et R10 est utilisé pour limiter la tension de crête sur le primaire en raison de l'inductance de fuite pendant l'intervalle de retour.
Le redressement de sortie est assuré par D1. C2 est le filtre de sortie. L2 et C3 forment un filtre secondaire pour réduire l'ondulation de commutation à la sortie.
VR6 s'allume lorsque la tension de sortie dépasse la chute de tension totale entre la diode optocoupleur et VR6. Une modification de la tension de sortie provoque une modification du flux de courant à travers la diode optocoupleur en U2, qui à son tour modifie le flux de courant à travers le transistor en U2B. Lorsque ce courant dépasse le courant de seuil de la broche FB de U1, le cycle suivant est inhibé. La régulation de la sortie peut être obtenue en contrôlant le nombre de cycles d'activation et de désactivation. Une fois qu'un cycle de commutation est activé, le cycle se termine lorsque le courant atteint la limite de courant interne de U1. R11 est utilisé pour limiter le courant traversant l'optocoupleur pendant les charges transitoires et pour régler le gain de la boucle de rétroaction. La résistance R12 est utilisée pour polariser la diode Zener VR6.
IC U1 (LNK 304) a des fonctions intégrées afin que le circuit soit protégé contre la perte du signal de retour, les courts-circuits à la sortie et les surcharges. Étant donné que U1 est alimenté directement à partir de sa broche DRAIN, aucun enroulement de polarisation supplémentaire sur le transformateur n'est requis. C4 est utilisé pour assurer le découplage de l'alimentation interne.
05 Une bonne sélection de diodes de redressement peut simplifier et réduire le coût des circuits de filtrage EMI dans les convertisseurs AC/DC
Ce circuit peut simplifier et réduire le coût des circuits de filtrage EMI dans les convertisseurs AC/DC. Pour rendre une alimentation CA/CC conforme aux normes EMI, il faut utiliser un grand nombre de composants de filtrage EMI tels que des condensateurs X et Y. Les circuits d'entrée standard pour les alimentations CA/CC incluent un pont redresseur pour redresser la tension d'entrée (généralement 50-60 Hz). Puisqu'il s'agit d'une tension d'entrée alternative basse fréquence, des diodes standard telles que la série de diodes 1N400X peuvent être utilisées, également parce qu'elles sont les moins chères.
Ces dispositifs de filtrage sont utilisés pour réduire les EMI générées par l'alimentation afin de se conformer aux limites EMI publiées. Cependant, étant donné que les mesures utilisées pour enregistrer les EMI ne démarrent qu'à 150 kHz et que la fréquence de la tension de la ligne CA n'est que de 50 ou 60 Hz, le temps de récupération inverse des diodes standard (voir la figure 5-1) utilisées dans les ponts redresseurs est relativement lent. long et généralement pas directement lié à la génération d'EMI.
Cependant, les circuits de filtrage d'entrée dans le passé incluaient parfois des condensateurs en parallèle avec le pont redresseur pour supprimer toutes les formes d'onde haute fréquence causées par le redressement de la tension d'entrée basse fréquence.
Ces condensateurs ne sont pas nécessaires si des diodes à récupération rapide sont utilisées dans le pont redresseur. Lorsque la tension aux bornes de ces diodes commence à s'inverser, elles se rétablissent très rapidement (voir Figure 5-2). Cela réduit l'excitation inductive de ligne parasite dans la ligne d'entrée CA en réduisant les claquements de coupure à haute fréquence et les EMI ultérieurs. Étant donné que 2 diodes peuvent conduire chaque demi-cycle, seules 2 des 4 diodes doivent être de type à récupération rapide. De même, une seule des deux diodes conduisant chaque demi-cycle doit avoir une caractéristique de récupération rapide.
Les formes d'onde de tension et de courant d'entrée montrent le claquement de diode à la fin de la récupération inverse.
06 Utiliser le démarrage progressif pour désactiver les sorties à faible coût afin de contenir les pointes de courant
Pour répondre aux spécifications strictes d'alimentation en veille, certaines alimentations à sorties multiples sont conçues pour déconnecter la sortie lorsque le signal de veille est actif.
En règle générale, cela est accompli en désactivant un transistor bipolaire de dérivation en série (BJT) ou un MOSFET. Pour les sorties à faible courant, les BJT peuvent constituer une alternative appropriée et moins coûteuse aux MOSFET si le transformateur de puissance est conçu en tenant compte de la chute de tension supplémentaire à travers les transistors.
